TEORÍA Y CÁLCULO DE AMPLIFICADORES CLASE "E"

Antes de empezar, quería comentar que la idea de esta entrada es esclarecer el funcionamiento del amplificador operando en clase E, pero por sobre todo, explicar el proceso de diseño y sintonía. Aquellos que no estén interesados en la parte teórica, diríjanse a la sección práctica directamente y podrán diseñar sus etapas sin inconvenientes. 

Como breve resumen introductorio, podemos decir que una de las tantas clasificaciones de los amplificadores de potencia de RF que se puede hacer es entre: Amplificadores Lineales y Amplificadores No-Lineales.  

Dentro de los Amplificadores Lineales, se encuentran los tipo A, B y AB. En éstos, el ángulo de conducción varía entre el 100%, 50% y más del 50% respectivamente. Las eficiencias variarán también dependiendo de la inversa del ángulo de conducción, es decir, en el caso del amplificador clase A, éste será el menos eficiente ya que durante todo el ciclo de conducción, existe un producto instantáneo de Voltaje y Corriente, disipándose constantemente calor en el dispositivo amplificador. Contrario a ese caso, el amplificador clase B, cuyo ángulo de conducción es 50%, solo durante medio ciclo de trabajo existe este producto instantáneo de Voltaje y Corriente, y el calor generador en el dispositivo es menor. 

Por otro lado, dentro de los Amplificadores No Lineales, se encuentran los tipo C, D, E, F...hasta T. De éstos, el más similar a lo que sería un amplificador lineal (sintonizado), es el tipo C. De hecho trabaja con tensión y corrientes senoidales. Su ángulo de conducción es menor al 50% y su eficiencia es mayor a los Amplificadores Lineales antes mencionados. Los restantes, son amplificadores conmutados, de alta eficiencia.

Estos amplificadores conmutados hacen trabajar el dispositivo amplificador como llave conmutada, haciéndolo excursionar desde el corte a la saturación y viceversa de manera casi instantánea, de modo que cuando el dispositivo está apagado, tiene presente toda la tensión de trabajo entre sus terminales, pero no hay circulación de corriente, y su producto (Voltaje x Corriente) = 0. Del mismo modo, cuando éste se satura o se lleva a su estado de conducción total, la corriente es máxima pero su voltaje es cero, de modo que el producto instantáneo Voltaje x Corriente también es igual a cero. En la vida real, ese período de conmutación no es igual a cero, con lo cual Tiempo de Conmutación debe ser considerado. Éste debe ser el menor posible, ya que durante ese período de cambio, existen al mismo tiempo Voltaje y Tensión instantánea que generan pérdidas. Se llaman Pérdidas por Conmutación. Si el tiempo de conmutación es una fracción importante del ciclo de trabajo, las pérdidas se incrementan, se genera calor y la eficiencia disminuye.

A medida que la frecuencia de trabajo aumenta, el tiempo de conmutación se hace una fracción representativa del ciclo total de trabajo, de modo que el dispositivo amplificador pasa más tiempo conmutando que en el corte o la saturación. Lo que sucede entonces es que durante este tiempo de conmutación se disipa potencia y por ende la eficiencia disminuye, impidiendo extraer de la etapa cada vez menos potencia útil de salida. Además, durante el período de conducción o saturación, existen pérdidas debido al voltaje de saturación VCE en transistores bipolares, o debidas a la resistencia del canal Drain-Source Rds.

CLASE E:

En la búsqueda de mayores potencias y eficiencias, valiéndose de las virtudes de los amplificadores conmutados, se ideó en EUA en 1975 uno de excelentes cualidades para RF al que fue denominado "Clase E" (también existe el Clase D, F para RF y otros más). Los inventores fueron Nathan y Alan Sokal.  Estos tipos de amplificadores NO son lineales, NO son útiles para utilizar como amplificador lineal en un transmisor. Pueden diseñarse para un ancho de banda de frecuencia estrecho o ancho, sintonizados a una frecuencia central. 

Ya entrando en la teoría de funcionamiento del amplificador Clase E, para poder realizar un estudio teórico del mismo se harán algunas suposiciones de funcionamiento ideal para simplificar su análisis:

• Una etapa operando en clase E, logra que justo antes de que el dispositivo entre en conducción (saturación), el voltaje entre sus terminales de salida (C-E o D-S) sea cero, y la pendiente de la onda de voltaje también sea cero.
• El Q de salida (formado por el Q serie de salida, esto es XL/RL) es suficientemente alto como para que la corriente de salida sea considerada senoidal. Esto simplificará el análisis. 
• El dispositivo amplificador se considera ideal, cero resistencia de encendido (Ron), y circuito abierto perfecto durante el corte.
• La capacidad de salida del dispositivo amplificador, por ejemplo Coss, es invariable con la tensión entre sus terminales de salida (en la realidad esto no es así). Las capacidades interelectródicas de los dispositivos semiconductores son alineales, varían su valor con el voltaje entre sus terminales, eso hace muy complicado el análisis.

Teniendo en cuenta estas suposiciones, se permite hacer un análisis más sencillo para obtener como resultado las ecuaciones de diseño.

Para comprender su funcionamiento, considérese el circuito como una composición de un circuito tanque serie formado por C1 y L1, sintonizado a la frecuencia de trabajo, inmerso dentro de un circuito sintonizado paralelo, formado por Cs (Shunt), C1, L1 y L (XL en el esquema de la Fig.1 de abajo). Ambas inductancias se suman, y los capacitores al estar en serie forman un capacitor que se calcula como (Cout * Co) / (Cout + Co). 
(L1 y XL en realidad son un mismo inductor, solo que su valor es tal que combinado con C1 resuena a una frecuencia algo inferior a la de trabajo "f0". Para el análisis se toma una parte de su valor que resuena a la frecuencia de trabajo y se considera la parte restante como un valor reactivo inductivo extra inmerso en la red.) 

Figura 1 - Esquema Básico

Suponiendo el dispositivo en conducción en su estado inicial, la corriente Is que circula por éste, tendrá la forma en gris de la figura 3, y dicha forma responde a la red afectada en ese momento (C1 y L1+L), es decir, responde a una fundamental sintonizada levemente por debajo de la frecuencia de trabajo. Cs no participa ya que se encuentra cortocircuitado porque el dispositivo está en conducción ("Ton"). 

Figura 2 - Formas de onda

Al momento del “Toff” o del apagado o corte (Tiempo normalizado = 0,5 en la figura 3), el flujo de corriente se transfiere al capacitor Cs, es decir, la corriente optará circular por el camino de menor impedancia, y como Cs se encuentra descargado porque previamente se encontraba cortocircuitado por el dispositivo amplificador, la corriente circulará por Cs y la corriente por el transistor caerá a cero rápidamente. Como consecuencia de ello, la potencia de conmutación existente en ese momento será mínima. 

Figura 3 - Conmutación

  

En este momento, el transistor se encuentra ya en el estado “Toff” o abierto (apagado). De esta manera, como el dispositivo se encuentra “desconectado”de la red de salida, y como ésta se encuentra con energía almacenada del semiciclo previo, la respuesta transitoria corresponderá a la de un circuito sintonizado amortiguado a una frecuencia levemente superior. En este caso, Cs entrará en juego, y el valor equivalente de capacidad de este circuito sintonizado será (Cs * C1) / (Cs + C1), puesto que ambos capacitores se encuentran en serie. Lo que sucede entonces, es que la frecuencia de resonancia es ahora levemente superior a la de trabajo, generándose de manera amortiguada una corriente de menor período (Vs de la figura 3). Lo que se logra con esto, es que, al ser dicho semiciclo de una frecuencia levemente superior, se desarrolla más de medio ciclo al momento de encontrarse con el próximo “Ton”, de modo que, si la red de salida se encuentra apropiadamente ajustada, en dicho punto (punto 1 de Fig 3), Vs será igual a cero. De este modo, no habrá voltaje presente sobre los terminales del transistor al momento del nuevo ciclo de conducción, logrando con ello que la potencia instantánea sea casi cero. Esta condición se identifica como ZVS o Zero Voltage Switching (Conmutación con Cero Voltaje). Pero además, como comenté más arriba, la otra condición es que la pendiente de la señal también sea cero. Y esto es posible porque la frecuencia de resonancia es levemente superior. Esta condición se identifica como ZdVS  o Zero Derivative Voltage Switching (Conmutación con Cero Derivada o Pendiente de Voltaje).

El “Q” de la red de salida (de ahora en más QL) es de fundamental importancia. El QL es igual a  QL = (XL1+XL) / RL o lo que es lo mismo, la relación entre la reactancia inductiva total, a la resistencia de carga. Se verá posteriormente que existe un valor mínimo de QL por condicionamiento de las ecuaciones, que hace que por debajo de este valor, no sea posible poder generar la forma de onda apropiada para operar en clase E. Este valor es de 1,8.

Un valor de QL por debajo de este valor mínimo (demasiado amortiguamiento), implica que el voltaje en Cs no se alcanzará a descargar o retornar a cero al momento del encendido o “Ton”, debiendo descargar a tierra ese voltaje presente en Cs al momento del Ton, disipándose potencia en el transistor. El voltaje en Cs al momento del Ton debe ser cero.

Un valor demasiado alto de QL generará el efecto contrario, no solo alcanzará cero voltios en bornes de Cs y del dispositivo amplificador, sino que se invertirá de polaridad y circulará corriente por el diodo damper interno del dispositivo, disipando potencia.

Para comenzar a desarrollar las ecuaciones que obtendrán los valores apropiados de los componentes de la red básica de operación en Clase E, se deben primero hacer algunas suposiciones extras para simplificar en gran medida los cálculos:

1. El dispositivo trabajará con un ciclo de trabajo del 50%, (de hecho es la mejor condición en lo que respecta a eficiencia). Tener en cuenta esto para la excitación de la etapa.
2. La resistencia [Rds] en ON (Transistor conduciendo) será 0 Ohms y la resistencia en OFF será infinita. En la realidad, la resistencia en OFF es muy grande y no representa inconvenientes, sin embargo la Rds en la conducción no es cero,y representa una pérdida importante durante el Ton del transistor, reduciendo la eficiencia de la etapa. Esto empeora a medida que diseñemos etapas de menor impedancia. Para una potencia de salida dada, si no disponemos de alto voltaje en fuente de alimentación, obligadamente la impedancia de la etapa será de bajo valor.
3. El capacitor Shunt (Cs) del mosfet será representado por un modelo lineal, como un simple capacitor, pero en realidad, las capacidades interelectródicas de los dispositivos semiconductores son alineales, es decir, varían su valor en función de las tensiones presentes en sus terminales (disminuyen su valores capacitivos con el aumento del voltaje de Drain).
4. El Q del circuito será lo suficientemente alto como para considerar las formas de onda de voltaje y corriente de salida como senoidales,
5. El choque o inductor de alimentación se considera ideal, por ende no habrá circulación de corriente de RF, sólo corriente DC.

Las últimas dos suposiciones pueden visualizarse en la siguiente imagen:

Figura 4 - Circuito Equivalente Supuesto

En el instante mismo Ton [Pi, 3Pi etc] en la figura 5, no hay voltaje a través de Cs (recordar que al estar Cs cortocircuitado no forma parte del circuito tanque equivalente, la frecuencia de resonancia es levemente superior, y al momento Pi [180°] la tensión sobre el switch es naturalmente cero. Por supuesto, existirá una corriente senoidal con una componente de contínua fluyendo a través del mismo. 

En el instante mismo del Toff [2Pi, 4Pi etc], habrá presente un salto discontinuo de corriente. La misma seguirá fluyendo, pero será transferida desde el dispositivo switch al capacitor shunt Cs. Este salto discontinuo de corriente producirá pérdidas en la inductancia de pérdida (si la hubiere por una conexión larga) entre el dispositivo y el capacitor shunt. 

Figura 5 - Voltaje y Corriente de Drain

Esta condición de discontinuidad es necesaria, o mejor dicho es obligatoria que suceda para el funcionamiento en clase E. De hecho es necesario un suceso de discontinuidad sí o sí, ya sea de voltaje o corriente. No se puede evitar.



Si se plantea la ecuación para describir las formas de onda de Voltaje (Vs) y de Corriente (Ids), cuando el dispositivo se encuentra en Toff , se tiene:

Ec. 1

La cual integrando da como resultado:

Ec. 2

Las constantes "a" y "Ø" serán calculados a continuación con la ayuda de las dos condiciones mencionadas anteriormente para la operación en clase E. 

Ec. 3

Ahora, el valor Vs e Is son conocidos en todo su rango:

Ec. 4

De estas últimas cuatro ecuaciones, si se toma la primera y la cuarta, y se las divide entre ellas, se obtiene la impedancia de red o Znet1, y se obtiene:

Ec. 5

Esta ecuación representa la impedancia de red para que el amplificador opere en clase E. El signo positivo del fasor evidencia que la red es inductiva, como se comentó más arriba. Esta ecuación, llevada a la práctica, podría ser implementada con distintos tipos de configuraciones (más adelante en la sección "Ejemplos Prácticos" se verá que hay diferentes topologías. Por lo pronto, se utilizará la siguiente configuración que es la más sencilla:

Figura 6 - Red Básica

Y la ecuación que la describe es:  

Ec. 6

Con lo cual, para empezar a obtener las ecuaciones que definirán los valores de los componentes, se igualan las dos ecuaciones Znet1 y se obtiene:

Ec. 7

Donde el QL es: 

Ec. 8

La siguiente pregunta que nos haremos es: Qué valor de QL utilizar? Qué valor de R? Y L? Para empezar a responder y obtener las ecuaciones que definen sus valores, tenemos que hablar ahora de la potencia requerida de nuestro amplificador, el voltaje a utilizar y el efecto que tiene QL sobre el desempeño del amplificador.

El valor de QL en realidad puede elegirse arbitrariamente, pero el mismo involucra un compromiso entre:

1) La cantidad de armónicos presentes en la señal entregada a R (menor cantidad de armónicos a mayor QL).

2) Eficiencia de la etapa amplificadora (mayor eficiencia a menor QL). Luego se verá en las siguientes ecuaciones que la corriente que circula por L es relativamente constante para diferentes valores de QL. Sin embargo, tanto R como L varían proporcionalmente con el valor de QL. Con lo cual puede deducirse que, la elección de un valor bajo de QL, dará como resultado un diseño con una inductancia de L de bajo valor, dando como resultado una etapa más eficiente debido al hecho de tener menor resistencia a la RF por parte del inductor. Pero además, esto hará la etapa menos sensible a la desintonía (o lo que es lo mismo, se logra un mayor ancho de banda)

 3) Ancho de banda de operación (Más ancho a menor QL).

4) Complejidad del filtro de salida para la supresión adicional de armónicos si es requerido (más complejo a menor QL).

Quiere decir esto que en general, es RECOMENDABLE utilizar en nuestros diseños BAJOS valores de QL. Lograremos mayor eficiencia (nuestros Mosfets se calentarán menos), y dispondremos de mejor ancho de trabajo de operación de la etapa. Como contrapartida, nuestra calidad de la señal de salida en lo que respecta a armónicos (múltiplos de la frecuencia de operación) no será tan buena, pero nada que no se pueda solucionar con una simple etapa de filtrado o adaptadora de impedancias "pasa-bajos". Generalmente se utiliza este último tipo de etapas ya que bajos valores de QL dan como resultado bajos valores de RL para valores típicos de voltaje y potencia utilizados, con lo cual necesitamos adaptar este valor de resistencia de carga (que es la que verá la etapa que opera al dispositivo en Clase E) al valor de nuestra línea de transmisión / antena (50 ohms por ejemplo). Valores usuales de QL van de 1,8 a 5. 

Por otro lado, los valores de R y Vcc o Vdd (Voltaje de alimentación de la etapa amplificadora), están sujetos a la potencia de RF de salida requerida. La elección de una variable determina la otra y viceversa. Para obtener altos valores de eficiencia es aconsejable - en lo posible -  utilizar altos valores de voltaje de alimentación. Este límite estará limitado por el valor máximo de VCE o VDS  especificado en las hojas de datos de los dispositivos semiconductores. 

De la Ref [2], puede obtenerse el valor para la resistencia de carga de la etapa clase E:

Ec. 9

De la Ref [1], obtenemos una ecuación más exacta, en la cual entra en juego QL:

Ec. 10

Para los transistores BJT, Vo es el voltaje de saturación de colector VCESAT. Para el caso de los transistores Mosfet si bien la bibliografía citada expresa que el valor es cero, para diseños donde la corriente es considerable, el producto instantáneo de la misma por el valor de RDS_ON generará una especie de voltaje de saturación que reducirá la potencia de salida y la eficiencia mientras más alto sea su valor. 

Figura 7 - Circuito Básico - Red Básica

Siguiendo con el cálculo de los componentes que conforman la red de salida (C1, C2, L2), de acuerdo a  Ref.[1], se tienen los valores del circuito de la Figura 7:

Ec. 11

Ec. 12

Ec. 13

Cuando el amplificador se encuentra correctamente ajustado, y cuando el ciclo de trabajo obtenido de una correcta excitación opera al dispositivo con un ciclo de trabajo del 50%, el voltaje pico de Drain o Colector es 3.56 veces la tensión de alimentación de la etapa (esta es una característica propia de la operación en Clase E). Este dato servirá para introducir otra ecuación que definirá el máximo voltaje de alimentación permitido para un dispositivo en particular;

Ec. 16

Donde "SF" es un Safety Factor o Factor de Seguridad, que puede ser entre 0,8 o 0,9. Entonces, si utilizamos un dispositivo de 500V, la tensión de alimentación máxima que podremos utilizar será de (500/3.56)*0.85 = 119.4V. Tener presente que si este amplificador se modula en amplitud, al voltaje máximo obtenido con la ecuación anterior habrá que dividirlo por 2, es decir que la etapa será alimentada (cuando no haya modulación presente) con casi 60V. 

• CÁLCULOS:

         Con esto ya tenemos todo para empezar a calcular en primer lugar el valor de cada componente a utilizar en nuestra red de salida. 

Los pasos a seguir:

1) Con el dispositivo seleccionado calculamos Vcc con la ecuación 16, en la que aplica SF. Si vamos a construír un transmisor de AM, al valor obtenido de Vcc debemos dividirlo por 2.

2) Elegimos un valor arbitrario de QL, por ejemplo 2,5.

3) Establecemos la potencia P que queremos obtener de nuestra etapa. Aquí hay bastante para hablar del tema, y es una zona un tanto gris sobre cuánta potencia es alcanzable por un dispositivo en particular. NO ES EN ABSOLUTO este valor encontrado en los datasheets:

Este valor de potencia es el valor máximo de potencia que el dispositivo soportará, proveniente del producto del Voltaje x Corriente (ambos de contínua) que el dispositivo puede soportar a una temperatura de 25°C sin la utilización de disipador de calor. Si bien este número (en este caso 370W) no nos es de utilidad, nos indica indirectamente en qué medida el dispositivo puede transferir y soportar el calor generado internamente. Mientras más alto sea este valor, significa que puede soportar una temperatura de juntura Tj más alta, o tiene una resistencia térmica Rthj-c baja, lo cual es positivo a la hora de diseñar etapas de mediana y alta potencia. Click aquí para más detalle...

4) Calculamos R, que será la resistencia de carga que tendrá que "ver" la red, en función del Voltaje de alimentación, la potencia elegida y el QL establecido (Ecuaciones 9 o 10). Generalmente este valor no será 50 ohms, pero no quiere decir que no se pueda lograr para ciertas condiciones (puede elegirse un valor de QL que sí genere una resistencia de carga de 50 ohms). En esta situación podríamos evitarnos el filtro o la etapa adaptadora. Este es el caso de aquellos circuitos que utilizan un solo inductor, a simple vista pareciera una red tipo PI, pero no funciona como tal.

5) Calculamos L2 con el valor elegido de QL , R, y la frecuencia de operación f con la ecuación 13.

6) L1 (choque de radiofrecuencia), puede calcularse como 10 veces el valor de L2.

7) Por último se calcula C1 y C2 con las ecuaciones 11 y 12. 

• SOFTWARE / HOJA DE CÁLCULO (SPREADSHEETS):

En lugar de utilizar las ecuaciones previas para el cálculo de las etapas amplificadoras, usaremos algunas de las herramientas encontradas en la web. Nos ahorran tiempo y nos brindan mucha información extra que nos permite visualizar mejor el comportamiento de la etapa.  

Particularmente utilizo la última herramienta, una aplicación basada en DOS.

- The VK1SV class-e calculator

- http://tonnesoftware.com/classe.html
- Software Class-E Design Aid V1.4, de NU2B (click para descargar)

He aquí el software Class-E Design Aid (Archivo Classe.exe) y el circuito que se utiliza para interpretrar lo que se está calculando:

Fig. 8

Fig. 9 - TOPOLOGÍAS

• EJEMPLO PRÁCTICO N° 1: (1 Mosfet IRFP460  -  Con Topología 1)

Daré unos ejemplos de diseño utilizando el software Classe.exe de NU2B. Si bien la interfaz del mismo es muy poco "amigable", proporciona resultados precisos y brinda mucha información.

1. Po(RF): 150 W (150W / 0,9 : 167W, esta es la potencia que ingresaremos al soft, mediante el método de ingreso p/167)
2.  Frecuencia: 7200 kHz (Método de ingreso: f/7.2)
3.  VCC: 50V (Método de ingreso: v/50)
4. Ron o RDS(on) en datasheets = 0,27 Ohms (Método de ingreso o/0.27)
5. QL lo dejaremos en 2.5  
6. RL queda también en 50 ohms (a menos que se disponga de otra impedancia de carga)

Ingresamos los datos en el software:

Fig. 10

Obtenemos muchos resultados, los cuales son:

1. Condiciones de Potencia, Corriente DC y Voltajes y Corrientes "Pico" en el dispositivo (Device) que corresponden a multiplicar VCC * 3,6 e IDC * 3,6. Voltaje Pico con su factor de seguridad de 0,8 y Potencia disipada en el dispositivo amplificador. Recordar que si esta etapa se va a modular en amplitud, para un índice de modulación del 100%, Vpk e Ipk serán del doble del valor obtenido. Por ejemplo: 2 Vpk = 2 * 178 = 356V (estamos lejos de su voltaje máximo según datasheet....500V) incluso dividiendo por el factor de seguridad: 356V/0,8= 445V. Con el mismo concepto, podríamos tratar de analizar si Ipk alcanza el valor especificado en el datasheet (20A), sin embargo este último valor corresponde para una corriente contínua máxima que nada tiene que ver con una corriente pico de RF. La máxima corriente pico que podrá manejar un dispositivo en particular, estará vinculada a la máxima potencia alcanzable, y esta estará vinculada al calor que podrá manejar y disipar el dispositivo sin que éste se destruya. Esta potencia estará relacionada con la Rthj-c pero más precisamente con Zth-jc, ya que no estamos trabajando con señales contínuas. La resistencia térmica se transforma en Impedancia térmica ya que son señales pulsantes.
   
   
2. Basic Class-E Element Values, o Valores de los componentes que forman la red básica para la operación en Clase E. Estos componentes son lo que efectivamente hacen trabajar el dispositivo en clase. Observando el circuito de TOPOLOGÍAS (Fig 9), corresponde a la Topología N°1, denominada "BASIC". 
   Comenzando con LP1, este es el choque de alimentación que conecta la fuente con el Drain. El software utiliza como regla que su valor sea 10 veces el de LS2. Suele implementarse a menudo bobinar sobre un trozo de varilla de ferrite. 
   Por otro lado, observar que el valor de CP1 = Coss + Cs(Cshunt). El valor Coss se extrae de la hoja de datos del transistor utilizado, y se multiplica por el número de transistores utilizados en paralelo si es el caso. Cs es el valor del capacitor o capacitores que colocaremos en nuestro diseño. Entonces, dado el valor de CP1 obtenido por el software, hacemos: Cs = CP1 - Coss. Para nuestro ejemplo, de la hoja de datos tenemos un valor de Coss de 310pF aproximadamente.



Fig. 11


Vale aclarar que dependiendo de la marca para un mismo tipo de transistor, los valores dados en  las hojas de datos varían considerablemente (sobre todo en dispositivos no originales). Encones, Cs = 745,5pf - 310pF = 435pF aprox. Colocaremos bien cerca del mosfet un capacitor de  Mica Plata de 430pF / 500V (luego en fase de sintonía este valor podría variar). Aquí quisiera aclarar que si bien el software nos da un voltaje en CP1 de 62,9V RMS (lo cual es cierto desde el punto de vista alterno), a mí entender no considera el hecho de que el mismo está sometido a una tensión contínua y que su voltaje en terminales es igual al que está sometido el Mosfet (VCC * 3,56), y el doble de éste cuando se modula al 100%. Con lo cual es correcto utilizar valores de tensiones de trabajo (WVDC) de 500V.
Seguimos con LS2, de 0,36uH. Aquí, es MUY IMPORTANTE no escatimar en diámetro ni calibre del alambre usado. Este inductor tiene que ser de muy buen Q. Para este amplificador es aconsejable utilizar diámetro del alambre de 1,5mm y un diámetro de la bobina de 25 - 30mm,

Luego CS2. Este capacitor se colocará en serie con el inductor antes tratado (LS2), y también tendrá que ser de buen Q, utilizando para ello también del tipo Mica-Plata. Su valor es de 3430pF. Con respecto a la tensión de trabajo, en este caso el software tampoco considera la tensión DC presente de la alimentación. Para calcular el valor de tensión en bornes de CS2, hacemos WVDC_CS2 = ( (VRMS_CS2(Software) * 1,41)  + VCC ) * 2. Se multiplica por 2 por modularlo en amplitud.
Para este caso tenemos: WVDC_CS2 = ((32,6V * 1,41) + 50V)*2 = 192V. La tensión presente en bornes de CS2 varía proporcionalmente con QL, cuya variable de diseño puede modificarse según requerimiento (luego daré unos ejemplos de esto).

Por último se da el valor de Ro. Este es el valor de resistencia de carga que hará que el amplificador entregue la potencia establecida (en este caso en 6,53 Ohms se entregarán los 150W). Observando la figura 9 "TOPOLOGÍAS", se observa en rojo esta resistencia. Si tuviéramos una carga de este valor, no sería necesario adaptar "impedancias". Sin embargo, para nuestras antenas necesitaremos adaptar este valor a 50, 75, 300 ohms etc. De ahí que la última etapa de la red de salida es un simple adaptador "L" (podría ser cualquier tipo en realidad). En el circuito de la figura 9 se denominan LM y CM (M de match o adaptación). El software nos brinda información de adaptación en el recuadro 3.
LM y LS2 se pueden combinar en un solo inductor cuyo valor será la suma de ambos inductores calculados.


3. EL-Matching Network Basic Ro - 6,53 ohms to 50 ohms, o Adaptación entre la Red Básica desde 6,53 ohms a 50 ohms. Qmatch es el valor del Q de la red "L" adaptadora. Este valor no puede modificarse directamente para una red "L" pero sí mediante el resto de parámetros, como por ejemplo "QL". Lo importante aquí es que hay que tratar de que Qmatch se mantenga por debajo del valor de QL para evitar que la etapa se estreche demasiado en ancho de banda.
   Luego los valores de LS3 (LM) y CP3 (CM). Con estos valores se termina de obtener la red de salida para operación en Clase E con la Topología N° 1 (Con Capacitor CS2 serie) (Esquema superior de la figura 9 TOPOLOGÍAS).
   
   


4.  Element Voltage and Current Estimate (Includes EL-Match), esta sección proporciona valores de tensión y corrientes RMS de cada componentes de la red.
   -- RECORDAR QUE LOS VALORES  DE VOLTAJE RMS CALCULADOS POR EL SOFTWARE DEBEN MULTIPLICARSE POR 1,41 PARA OBTENER EL VOLTAJE PICO ENTRE SUS BORNES, Y LUEGO POR 2 SI LA ETAPA SE UTILIZA EN UN TRANSMISOR DE AM.
   -- RECORDAR QUE LOS VALORES DE CORRIENTE RMS CALCULADOS POR EL SOFTWARE DEBEN MULTIPLICARSE POR 1,22 SI LA ETAPA SE UTILIZA EN UN TRANSMISOR DE AM (CORRIENTE RMS DE UNA ONDA MODULADA AL 100%) 
   
   
   Repasaré los cálculos de los voltajes y los expresaré en valores "pico". Agregaré además información referente a las corrientes:
   
    ** LP1: El voltaje VRMS presente en el choque de alimentación. El valor RMS es de utilidad para la construcción de inductores con núcleo de ferrite o carbonyl. Su valor y su valor de impedancia es útil para no llegar a su saturación.
   El valor de corriente IRMS (0,39A), es el valor de corriente AC supuerpuesta al valor Idc obtenido en el recuadro N° 1.
   
   ** CP1: Como se vió previamente, para saber el valor máximo de voltaje al que estará sometido el capacitor,  utilizar WVDC(CP1) = 3,56 * Vdc. Multiplicar por 2 al modular en AM.
   El valor de IRMS puede obtenerse del software, aunque comparado a simulaciones y a cálculos  hechos cuando la etapa se encuentra en sintonía (forma de onda similar a una seno de media onda), con la ecuación IRMS = Vpk/(2*XCp1) (Siendo esta la relación entre el voltaje pico y el RMS de una onda seno, dividido por la reactancia capacitiva de CP1), y conociendo el voltaje pico en CP1, obtenemos un valor similiar a la simulación, que juntos superan al calculado por el software en un 20-30%. La ecuación quedaría:
   
   
   IRMS(CP1) = (3,56*Vdc)/(2*XCp1) = 11,18*Vdc*f*CP1
   (f en Hertz y CP1 en Faradios)
   Multiplicar por 1,22 al modular en AM
   
   ** CS2: Para la tensión máxima presente utilizar la ecuación antes vista: 
   
   
   WVDC(CS2) = ( (VRMS_CS2(Software) * 1,41)  + VCC )

   Multiplicar por 2 al modular en AM
   
   

   El valor de IRMS(CS2) puede obtenerse del software. Multiplicar por 1,22 para transmisión de AM.
   
   ** LS2 y LS3: El valor de IRMS(LS2) y (LS3) es el mismo que el obtenido para CS2.

   
   

   ** CP3: Son correctos los valores de Voltaje y Corriente calculados por ClassE.exe para este elemento. Multiplicar por 1,41 y por 2 para obtener el WVDC(CP3) para un transmisor de AM. Multiplicar por 1,22 para obtener IRMS(CP3) para un transmisor de AM.
   
   ** CP2 (Topología N°2. Capacitor a masa) [No disponible de ClassE.exe]: Para calcular el voltage máximo que deberá soportar este elemento, utilizaremos el valor de R' y del valor de potencia de salida de RF:
   

   WVDC(CP2) = Raiz(2*Po*Ro')
   Multiplicar por 2 para modulación AM
   
   

   El valor de corriente se calcula como:
   
   

   IRMS(CP2) = 6,28*f*CP2*Raiz(Po*Ro')
   (f en Hertz y CP2 en Faradios)
   Multiplicar por 1,22 al modular en AM 

   
   
   CORRIENTES MÁXIMAS POR CAPACITOR:

   
   Con estos valores obtenidos del software y calculados, se procede a elegir los capacitores para que soporten tanto la tensión máxima de trabajo como la corriente máxima. La tensión es muy fácil ya que en todos los capacitores se expresa su máximo voltaje CC que puede aplicarse entre bornes. 
   Para el caso de la corriente, este no es un valor que venga expresado en los encapsulados. La corriente para un capacitor ideal podría ser infinita, pero para el mundo real, en el que poseen resistencia serie equivalente (ESR), inductancia serie equivalente (ESL), pérdida en corriente directa (DCL) etc, el que más influye en el valor máximo de corriente es la ESR. Esta resistencia generará calor con el paso de corriente, y el calor elevará la temperatura, con la consecuencia de generar desvalorizaciones de su capacidad, reducción en el voltaje máximo admisible de trabajo, y hasta la destrucción misma. Por lo cual, es aconsejable limitar la corriente máxima por elemento (utilizando más capacitores en paralelo).
   Según el fabricante Cornell Dubilier, a través de su Modelador, se puede conocer (entre otras variables) el valor máximo recomendado de corriente RMS. Como resumen, y para aquel que no desee visitar el link, presento una tabla con estos valores en función de la frecuencia de trabajo y de los valores de capacidad, para capacitores Mica-Plata de 500V:
   
   

    

    

   Con estos valores y los obtenidos del cálculo de las corrientes de la etapa, podremos analizar si es necesario utilizar uno o varios elementos en paralelo.
   
   
   
   
   
   
5. COIL (CHOKE LP1, LS2 Y LS3), esta sección brinda información para la construcción de los inductores. Además proporciona información del Q logrado y la potencia disipada en cada componente. Mientras menos potencia se disipe en los inductores, más eficiente será la etapa. Lo mismo ocurre con los capacitores, por ese motivo se utilizan tipo Mica-Plata, por su baja ESR.
   
   
6. POWER OUT , OVERALL EFFICIENCY, DEVICE EFFICIENCY, el software calcula las pérdidas de potencia y las discrimina por componente, y calcula la potencia de salida de RF. A su vez, calcula la eficiencia total y la del dispositivo amplificador.
   
   
7. PI-NET REFERENCE, estos valores son útiles para la construcción de la Topología N°2, con CS2 a masa (ahora CP2).  Las ventajas de la Topología N°2 con respecto a la N°1, es que se obtiene un valor de Ro mucho mayor (más cercano a los 50 ohms), y el nuevo valor de CP2 será  mucho menor al valor de su predecesor CS2. Además, esta topología permite que todos los capacitores de la red se conecten a masa, formando una configuración de filtros basabajo lo cual mejora el rechazo de armónicos presentes en la carga. Esta configuración es la que generalmente elijo para etapas de potencia (>> a 50W).
   
   
8. MENÚ, el menú brinda mucha más información. En "Help" hay una explicación detallada del funcionamiento. También hay topologías alternativas, información de ancho de banda de la etapa etc...

• EJEMPLO PRÁCTICO N° 2: (Mismos Requerimientos que Ejemplo N°1  pero con Topología 2)

Referirse a la imagen 9 - TOPOLOGÍAS. Se observa que el circuito en este caso a calcular será el inferior, conformado por una primer sección denominada "PINET" o Red PI por su apariencia entre CP1 (CS + Coss), LS2 y CP2, y una posterior sección denominada BB-TCHEBY, o Filtro Tschebyschev de Banda Ancha.
Este esquema que denomino Topología 2, o con capacitores a masa, se logra gracias a la herramienta Transformación Serie-Paralelo de CS2 y Ro por su equivalente paralelo a la frecuencia de trabajo, dando como resultado un capacitor a masa denominado CP2 (de valor inferior a CS2) y un nuevo valor de Ro (Ro') (de valor superior a Ro).

Fig. 12

De la figura 12, se observa que el valor de CP1 no se modifica al ya calculado para la Topología 1, con lo cual seguimos obteniendo los valores del recuadro 2, y los nuevos valores de Ro' y CP2 del recuadro 7 (En círculos amarillos).   

Observar que el nuevo capacitor CP2 es bastante inferior a su equivalente serie CS2. Y el nuevo valor de Ro es el doble de superior.
Ahora, para terminar nuestro diseño deberíamos adaptar los 12,89 Ohms a 50 ohms a través de cualquier red adaptadora, sea "L" o "PI" o la que se prefiera. Particularmente utilizo una planilla de Excel que previamente me confeccioné para realizar rápidamente los cálculos. Pero en cualquier bibliografía puede encontrarse o incluso puede visitarse algún sitio web con calculadores online. Nuevamente observando la imagen 9 - Topologías, podría utilizarse un Filtro Tchebyschev a la salida en lugar de una red adaptadora. Para poder utilizar este tipo de filtro, la impedancia de entrada y de salida deben ser idénticas. Entonces, debemos modificar algo en nuestro diseño para que Ro' sea igual a 50 ohms. Una manera simple de hacerlo es modificando QL. Si se ingresa y modifica el valor de QL por un nuevo valor de 3,75, esto hará que se eleve el valor de Ro' a 49,77 ohms (50 Ohms redondeando). Si bien es cierto que al aumentar QL disminuye el ancho de banda del amplificador, para los anchos utilizados en las bandas de aficionados (en promedio 100khz) este hecho no es un inconveniente, siempre y cuando el valor de QL no sea demasiado elevado. El software dispone de una herramienta (BB en menú) para hacer un barrido de frecuencia y evaluar el desempeño de la etapa. Se deduce allí que la forma de onda se mantendrá dentro de los márgenes para la operación en clase, siempre y cuando los valores de Rp y Xp se mantengan dentro de un 10% de su valor para la frecuencia de operación.

Como resumen puede decirse que si se necesita un ancho de banda relativamente considerable (digamos 500 khz), la mejor opción es utilizar un valor de QL = 2,5 y utilizar un filtro Tchebyschev a la salida. Esta configuración es la que logra el mayor ancho de banda posible de nuestro amplificador. El valor de Ro' no sólo se modifica con QL, sino también variando otros parámetros como la tensión de alimentación, potencia de salida requerida etc. Sin embargo, la mayoría de estos parámetros son prácticamente fijos por diseño o requerimiento del diseñador y lo más fácil es hacerlo con QL. Como contrapartida, aumentar demasiado el valor de éste se paga con detrimento del ancho del banda.  

El circuito entonces (con QL=2.5) quedaría:

Fig. 13

El menú Alt, proporciona la mayoría de los valores para todas las topologías, incluyendo el valor de la red "L" de adaptación entre Ro' y RL (Alternativa [2a])

Un dato importante vinculado a la disipación de potencia en el dispositivo amplificador puede encontrarse en el recuadro 6, Device Efficiency = 0.95. Esto quiere decir que la potencia disipada en el mosfet será del 5%, esto sería PDC * 0.05 = 167W * 0.05 = 8,35W. Una potencia más que tolerable incluso usando un modesto disipador de calor.
La eficiencia total estimada es de 0.92%. Un valor excelente que puede lograrse en la realidad.

La eficiencia de una etapa varía inversamente proporcional con la impedancia de carga de la red básica de operación en clase E (Ro o Ro'). Es decir, en relación a la eficiencia, siempre es preferible trabajar la etapa con mayor tensión y menor corriente posible. La resistencia Rds juega un papel crucial en ese sentido. Se debe seleccionar un dispositivo con una Rds de bajo valor o por ejemplo utilizar dos o más dispositivos en paralelo. No sólo los dispositivos semiconductores con moderada y alta Rds influyen en la eficiencia total de la etapa, sino también todos los componentes pasivos de la red de salida. A medida que se opera la etapa con mayores corrientes, las pérdidas por efecto Joule son cada vez más notorias, reduciendo por ende la eficiencia total.  

Más adelante publicaré otros ejemplos prácticos incluyendo selección de capacitores...

• SINTONÍA (PUESTA EN CLASE):

Hasta el momento no he comentado nada sobre la red de adaptación de entrada (la que proporciona los 50 ohms entre el amplificador de potencia Clase E y el Excitador), ni tampoco sobre el método de sintonía de la etapa. Es altamente recomendable disponer de un roímetro intercalado entre el Excitador y la Etapa Amplificadora, y un Vatímetro entre la Etapa Amplificadora y la carga, ya que una modificación en la red de salida afectará la adaptación en la red de entrada. Además, es necesario para el ajuste un osciloscopio de ancho de banda apropiado para la frecuencia de trabajo. 

POTENCIA REQUERIDA DEL EXCITADOR:  Este valor dependerá del tipo y cantidad de Mosfets utilizados, de la frecuencia de trabajo (a mayor frecuencia mayor energía será necesaria) y de la potencia de RF de salida. Como promedio podría decirse que se necesitará entre 5 y 15W x Mosfet de potencia desde el excitador. Obviamente este dato es muy amplio y el diseñador deberá analizar cuánta potencia realmente es necesaria para el correcto funcionamiento. (Más adelante se habla nuevamente sobre el tema) 

• Escasa potencia de excitación deformará la envolvente de modulación y generará armónicos sobre la señal de salida (se evidencia con ROE cuando se modula)
• Exceso de potencia de excitación sobrecalentará el/los dispositivos semiconductores innecesariamente. 

Es imprescindible disponer una manera de controlar la potencia de excitación. Visitar página de LU8JB!!

Volviendo al tema puesta en sintonía de la etapa amplificadora:

  1) - El primer paso que es bastante efectivo (al menos personalmente me da buenos resultados), es sintonizar la red de entrada para presentarle al Excitador la menor ROE posible, SIN ALIMENTAR con tensión la etapa Amplificadora de potencia. El valor de ROE muy probablemente nunca llegue a 1:1, puede rondar 1:3 a 1:5 etc....pero lo importante es "acercar" lo más posible a 1:1. 

  2) - Recordar que, para lograr un sencillo método de ajuste (y por ende depender de menos componentes a la hora de ajustar), los únicos componentes que se ajustan o sintonizan para hacer operar el amplificador en Clase E son los que pertenecen a la Red Básica, CP1(CS), LS2 y (CS2 o CP2). Esto no quiere decir que con los componentes de la red de carga (último inductor y capacitor) no se pueda hacer "entrar en clase" el dispositivo, pero haciendo esto, se modificarán otras condiciones de funcionamiento, como por ejemplo la más importante: la potencia de salida de RF.
Entonces, sabiendo que la red de salida o red de carga (LM y CM por ejemplo), se utilizan para adaptar la impedancia de carga de antena a la impedancia necesaria para que la Red Básica entregue la potencia de diseño operando en Clase E, la separaremos de la Red Básica y la ajustaremos con dos posibles métodos (ver siguiente imagen correspondiente al Ejemplo N°2, donde se utiliza el segundo método de ajuste: con Roímetro)

Fig. 14

Para ambos métodos será necesario "cortar" el circuito donde se grafica el símbolo //. El primer método sería utilizando un analizador de impedancias, conectando el mismo entre el extremo no conectado de LM y GND. Se deberá conectar una carga fantasma pura a la salida (entre el extremo derecho de CBYP1 y GND. Se ajustará LM y CM para que a la frecuencia de trabajo obtengamos por ejemplo los 12,89 Ohms puros (sin reactancia significativa).
El otro método se puede realizar con un Roímetro (Ver figura 14). Ahora, el sentido de la señal aplicada será inverso. El extremo no conectado de LM se conectará a una resistencia del mismo valor que la impedancia necesaria por la Red Básica. En el ejemplo N°2 este valor era de 12,89 Ohms. Conformar esta resistencia de manera tal de que la potencia total permitida sea al menos de los vatios suficientes como para que el roímetro utilizado tenga sensibilidad. El roímetro se conectará a la salida con el sentido apropiado (OUT a CBYP1, e IN al TX). Se ajustará LM y CM para que a la frecuencia de trabajo obtengamos ahora ROE 1:1. Hecho esto, se resoldará LM nuevamente a la Red Básica y no debería volver a ajustarse nunca más LM ni CM.

 

  3) - Teniendo la red de carga ajustada con alguno de los métodos descriptos, el paso siguiente es alimentar la etapa amplificadora de potencia con tensión reducida, digamos que si la etapa se alimenta con 60V en operacional normal, para este paso sería aconsejable alimentarla con 12V. Ya con esta tensión se podrá empezar a visualizar la forma de onda entre Drain y GND. Para esto, "colgar" la punta del osciloscopio lo más cerca posible del Drain del mosfet y el cocodrilo lo más cerca del Source. La punta se recomienda colocarla X10, y no dejar de atender el "Derating Voltage" de la punta. Es un gráfico presente en la hoja de datos de la punta que indica cuál es el voltaje máximo que soportará la misma en función de la frecuencia. Recordar que el voltaje en Drain puede ser más de 3,56 * VDC, para el caso que aún no se encuentre la etapa correctamente sintonizada. El acople de entrada del Oscoloscopio preferentemente en CC. 

  4) - Ya con 12VDC alimentando nuestra etapa, y con excitación presente en su entrada, deberíamos estar viendo alguna forma de onda en Drain. 

La forma de onda a la que tenemos que llegar cuando el amplificador esté operando en Clase E es a la que se ve en la imagen de la izquierda.

Con una amplitud que debe rondar los:

3,56 * VDC. Quiere decir que para 12V deberíamos ajustar para tener un valor pico de alrededor de 43V.
Observar que en Drain la señal nunca es negativa.

El otro punto importante es calcular la potencia teórica que deberíamos obtener a su salida para esta tensión de alimentación. Esta se calcula como:

Como ejemplo, supongamos que hemos diseñado una etapa cuya potencia de salida en RF es de 200W y cuya tensión nominal sea de 60V. Si alimentamos temporalmente para su ajuste con 12V, entonces tendremos que tener a la salida una potencia de RF de:

 

El siguiente cuadro es de mucha utilidad para la fase de ajuste o sintonía:

Link Descarga en formato pdf...

El cuadro se interpreta de la siguiente manera:

- Moviéndose horizontalmente, se modifica la pendiente de la forma de onda al momento de la conducción del transistor. La forma de lograrlo es ajustando el valor total del equivalente serie entre C1 y C2. (Se denomina en el cuadro C1 a CShunt o CP1, y C2 a CS2 o CP2 según se utilice Topología N°1 o N°2 respectivamente).

- Moviéndose verticalmente, se modifica el valor de tensión al momento de pendeniente "cero". La forma de lograrlo es ajustando la relación C1 / C2.  Mientras más grande sea C1 sobre C2, más positiva será  la amplitud en el momento de pendiente "cero".

Volviendo al punto 4), teniendo la etapa alimentada con 12V y con excitación presente en su entrada, haré un pequeño ejemplo sobre el procedimiento de sintonía graficado en la tabla anterior.

----------------------------------------------------- EJEMPLO DE USO DE TABLA DE SINTONÍA:------------------------------------------------------

Supongamos que medimos en Drain la siguiente forma de onda:

Se puede observar que casi al final del medio ciclo la pendiente de la onda tiende a hacerse cero, y luego repentinamente (cuando el dispositivo entra en conducción) la señal cae a 0V. 
Este caso correspondería según la Tabla de Sintonía, al cuadro N°3. La instrucción para este caso es Decrementar C1. (C1 es la capacidad entre Drain y Source, es decir CP1 o CShunt. 

En teoría con el ajuste de C1 solamente el amplificador quedaría correctamente ajustado. Sin embargo, es muy probable que mediante este ajuste, la forma de onda caiga en alguno de los cuadros N°2 o N°6. Además, es necesario verificar la amplitud pico de la forma de onda. Debe rondar los 3,56 o 3,6 * VDC para redondear. Si el valor fuera superior, es necesario reajustar C1 a un valor superior. Esto hará que se modifique la forma de onda, con lo cual tendremos que ver en qué caso de la tabla de sintonía vuelve a "caer" el amplificador para resintonizar.

Otro caso por ejemplo que podríamos llevar a visualizar en el osciloscopio es como el de la siguiente imagen:

En este caso, el amplificador se encontraría en el cuadro N° 7 de la Tabla de Sintonía. 

Se tiene que la señal es en parte negativa, y además al momento de la conducción del dispositivo, la pendiente de la señal es positiva.

Las acciones a tomar es simplemente incrementar C1.

Otro ejemplo podría ser:

Este caso corresponde al cuadro N° 8.

La acción a tomar es reducir C2

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  5) - Una vez sintonizada la red de salida y lograda una forma de onda lo más cercana a la ideal teniendo una tensión de alimentación de 12V, se procederá a re-sintonizar el circuito de adaptación de entrada. Un o unos circuitos típicos típicos podrían ser los siguientes:

Un clásico adaptador "L" o un "PI". Con este último se tienen más chances de sintonizar y adaptar el excitador con ROE 1:1, es decir, de presentarle al excitador 50 ohms puros. Es más versátil y muchas veces -aunque no siempre- es más fácil llegar a la sintonía (o a un valor cercano de ROE 1:1). Estos valores son bastantes empíricos puesto que es muy difícil de calcular debido a que no se conoce con exactitud la impedancia en Gran Señal (Large Signal) del dispositivo semiconductor a la frecuencia de trabajo, y además también porque esta impedancia (que de seguro contendrá reactancia inductiva o capacitiva), dependerá en gran medida del núcleo y tipo de transformador utilizado. Hay muchos circuitos con sus valores cercanos publicados en excelentes sitios web (LU1AGP, LU8JB entre otros). Sin embargo, a menos que se utilicen los mismos tipos de núcleos que los autores publiquen, - o incluso por las propias características de los dispositivos semiconductores, cuya dispersión de parámetros es considerable sobretodo en dispositivos no originales -, lo más probable es que en el mejor de los casos estos valores se encuentren cerca de los valores publicados. 

Es recomendable instalar capacitores variables (bien cerca de la red de entrada) e inductores variables con núcleos de ferrite. De esta manera, podrá partirse de los valores de algún circuito publicado, pero en definitiva se tendrá que buscar manualmente el punto de sintonía. 

El otro punto importante a considerar en la excitación, es que es de suma importancia disponer de un medio para regular o controlar la excitación. Carlos (LU8JB) tiene publicado en su sitio web unos circuitos muy versátiles, utilizando un LM317 para regular la tensión que alimenta el amplificiador excitador. (Particularmente utilizo fuentes switching comerciales de baja potencia y muy básicas modificadas en su lazo de realimentación para controlar la tensión de salida). 

Para cada valor de tensión de alimentación de la etapa amplificadora de potencia hay un valor óptimo de excitación. Un aumento en la potencia de excitación se reflejará en un aumento de potencia en la etapa amplificadora HASTA UN CIERTO PUNTO, en donde de ahí en más, la potencia de salida de RF se estabilizará y no habrá más incrementos. Este punto podría decirse que es el óptimo para el voltaje de alimentación actual de la etapa de salida. Un aumento excesivo de potencia de excitación sólo logrará sobrecalentar el dispositivo semiconductor, reduciendo su PAE (Power Added Efficiency), o Eficiencia de Potencia Añadida. 

  6) - Entonces, siguiendo con el proceso de puesta en clase de la etapa, ya teniendo la red salida y la red de entrada sintonizadas o "acercadas" para un voltaje en Drain de 12V, se procederá a aumentar este voltaje, llevándolo de 12V a por ejemplo a 30V. De aquí, se volverán a repetir los pasos 4) al 6) hasta llegar a la tensión nominal de por ejemplo 60V, con las tensiones intermedias que se deseen.

• DESEMPEÑO DE LA ETAPA BAJO MODULACIÓN:

Si se cuenta con un generador de audio y la etapa moduladora armada, es de utilidad inyectar una señal senoidal de 1kHz y 5kHz -por ejemplo-, para visualizar y analizar el funcionamiento de la etapa amplificadora bajo modulación. 

Teniendo la etapa de RF entregando su potencia nominal conectada a una carga a través de un roímetro  y alimentada a través de su modulador, se comenzará inyectando señal de audio de baja amplitud, y se "colgará" la punta del osciloscopio a la salida de la etapa de RF, con una base de tiempo en el orden de 0.5ms/Div. (La señal de RF se visualizará como una franja iluminada contínua). El ajuste de Volts/Div se ajustará para que esta franja ocupe no más de la mitad de la pantalla verticalmente.  

Observar que no existan distorsiones (generalmente localizadas en las crestas) y que a veces -dependiendo del origen- se visualizan con presencia de ROE. Siendo este el caso, es un indicio de falta de excitación, con lo cual se deberá incrementar una pequeña fracción de ésta para intentar eliminar este tipo de deformación. 

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REFERENCIAS:

[1] Class-E RF Power Amplifiers, By Nathan O. Sokal, WA1HQC; Revista QEX, En/Feb 2001
[2] Class-E / A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers
     Nathan and Alan Sokal, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, N° 3, Junio 1975
[3] Quasi-Optical Class E Power Amplifiers, by Thomas B. Mader, Colorado / Berkley University 1990/1992